警告： 开关电源制作危险性较大，本设计所有参数均未经过验算，本人不对本设计中任何电路、参数、公式的正确性做出保证。复刻或参考本作品需要您自行承担所有可能的风险。

 

 

摘要

本设计为一个QR反激拓扑AC-DC开关电源变换器，使用了Power Integrations公司的SC1933C作为主控芯片。可以高效率地将180-264V@50Hz的AC交流电转换成稳定的24V及5V直流电。在满载情况下，其工作在半谐振(QR)的非连续导通(DCM)状态。本设计的输入通道电路可以有效地完成滤波，防止电网和开关电源之间的互相干扰，并带有保险丝和防雷击电路。本设计采用PQ2625磁芯，并通过计算得到合理的变压器参数进行绕制。此外，本设计还采用了同步整流技术代替了次级整流二极管，有效提高了电源效率并减小发热。完成设计和制作后对本设计进行了简单的测试和指标测量。经测试，本设计工作正常，满负载下效率达到92.8%，满足大部分的设计指标。

关键词: 开关电源、QR反激、SC1933C、同步整流

 

ABSTRACT

This design is a QR flyback AC-DC switch power converter that efficiently converts 180-264V@50Hz AC power to stable 24V and 5V DC power. It operates in the quasi-resonant (QR) discontinuous conduction mode (DCM) at full load. The input channel circuit effectively filters out mutual interference between the power grid and the switch power supply and is equipped with fuses and lightning protection circuits. The design uses a PQ2625 magnetic core and synchronous rectification technology, which improves power efficiency and reduces heat generation. Testing showed that this design works normally with an efficiency of 92.8% at full load, meeting most design specifications.

Keywords:Switching power supply, QR flyback, SC1933C, synchronous rectification.

 

一、设计任务和要求

1.1设计题目

QR 反激变换器设计

 

1.2设计任务

(1) 交流输入电压VAC 为 180～264V，输出电压分别为 24.0V(1.5A，纹波电压小于

200mV)、5.0V(2A，纹波电压小于 50mV)，精度优于 2%。

(2) 输入、输出隔离。

(3) 效率不小于 88%。

(4) 静态功耗小于 200mW。

(5) 具有完整的输入滤波电路。

(6) 具有过流、过压、输出短路保护功能

 

1.3设计要求

(1) 给出关键元件，如变压器、滤波电容、开关管、二极管等参数的计算过程(包括完整的计算公式与 Excel 计算表格)；

(2) 确定 QR 反激控制芯片，并绘制出完整的电原理图(标出元件参数)。

(3) 设计 PCB 文件。

 

 

二、系统方案论证与选择

2.3控制芯片选择

基于以上选择，本设计选用Power Integrations公司的SC1933C芯片作为主控芯片，其有以下优点：

1. 使用氮化镓技术，集成度高，空间紧凑

SC1933C集成了一个初级侧控制器、一个GaN开关器件、一个次级侧控制芯片。其架构采用一种使用封装引线框和键合线构成的创新性磁感耦合反馈机制(FluxLink)，提供一种安全可靠且高性价比的控制方式，从次级侧控制器向初级控制器传递精确的输出电压和输出电流信息。大大减小开关发热的同时简化了外围电路，使得制作小体积大功率充电器成为可能。

1. 具有次级同步整流功能

在常规开关电源中，电流较大时次级整流二极管不可避免地会损失大量的功率并造成严重的发热，而使用同步整流技术可以将其替换为MOS管，大大降低导通电阻。而SC1933C自带同步整流控制能力，可以直接驱动整流MOS管，无需额外的同步整流控制芯片。

1. 保护功能齐全

具有输入过压/欠压保护、SR FET栅极驱动开路检测、输出过压/过流保护、SR开路保护、过温保护等一系列保护机制。

1. 方案成熟，应用广泛

由于具有以上的各种优点，SC1933C被广泛用于市面上的氮化镓手机充电器中。这也意味着该芯片更容易购买。

图2-1. SC1933C的典型应用电路和封装外形

三、系统设计与理论计算

3.1 系统设计框图

 

图3-1. 系统整体框图

3.2 电路设计与参数计算

 

3.2.1 输入通道电路设计

为了避免开关电源工作时产生的高频尖峰干扰污染电网以及来自电网的高频干扰通过电源线传送到开关电源内部，我们需要在DC-DC变换器输入端前加入输入通道电路，主要包括输入过流与过压保护、上电浪涌电流抑制、AC输入滤波、工频整流及滤波等但单元电路。

图3-2. 输入通道电路原理图

 

上图中关键元件的参数计算如下：

 

 

 

3.2.2 高频变压器设计

（1） 参数计算：

参数	符号	数值	单位	公式
整流最小电压	UINMIN	206	V
整流最大电压	UINMAX	373	V
输出功率	Po	36	W	Uo * Io
输入功率	PIN	40.91	W	Po / η
开关频率	fsw	70	kHz
控制反射电压	Uor	98.74	V
最大占空比	Dmax	0.353		Uor / (Uor + UINMIN * η)
最小占空比	Dmin	0.353		Uor / (Uor + UINMAX * η)
原边电感	Lp	923	μH
匝数比	n	4.1		同步整流, Uor / Uo
初级侧电感斜坡中心电流	ILP	0.57	A	Io/(n * (1 - Dmax))
初级侧电感峰值电流	ILPK	0.855	A	1.5 * ILP
初级绕组匝数	Np	33.43		Lp * ILPK / (Ae * ΔB) 选择PQ2625 PC95磁芯 Ae=118, ΔB取0.2T
次级绕组匝数	Ns	8.16		Np / n
次级绕组匝数确认值	Nss	9		对Ns向上取整
初级绕组匝数确认值	Npp	37		Nss * n
供电电压	VCC	7	V
辅助绕组匝数	Naux	2.78		Ns * Vcc / (U0+UD)
确认的辅助绕组匝数	Naux	3
计算辅助绕组整流二极管耐压	V(BR)D	44.73	V	1.2*(Naux*UINmax/Np + Vcc)
2倍趋肤效应深度	2△	0.559	mm
电流密度	J	4.5	A/mm
初级股数	m	1
初级绕组电流有效值	ILPrms	0.352	A
初级绕线直径	d	0.32	mm
次级绕组电流有效值	ILSrms	1.941	A
次级股数	m	2
次级绕线直径	d	0.52	mm

 

 

（2） 变压器结构

磁芯：PQ2625 骨架引脚数：6+6 初级电感：约923uH@100kHz(由于设备限制实际测试频率为10kHz)，每边各3mm挡墙，初级引脚套管

 

变压器从里到外分别为：

层	线径(mm)	匝数	起脚	收脚	绕线方式
Np1	0.3	19	3	2	单股线密绕
Ns1	0.55	5	11	10	两股并绕，密绕
Ns2	0.55	4	10	8	两股并绕，密绕
Np2	0.3	18	2	1	单股线密绕
Naug	0.1	3	6	5	两股并绕，均绕

 

 

3.2.3 初级电路设计

图3-3. 初级测电路原理图

RCD回路参数计算：

 

D5、C5、R6、R7构成了RCD漏感能量吸收回路。在反激变换器中，由于储能变压器初级绕组Np的漏感L_LK较大，开关管V在关断瞬间U_DS将出现很高的尖峰电压，为此需要在变压器初级绕组两端设置RCD钳位电路，以防止开关管V过压击穿，并减小EMI。

电容的计算为：

RCD泄放电阻计算为：

钳位二极管承受的最大反向电压为：

分别代入计算得：C=1832pF，R=79kΩ，Udr=609V，故：

C5采用耐压值为1kV的1206封装1.8nF的mlcc电容

D5采用反向耐压为1kV的快恢复二极管RS1A

R5、R6均为1206封装的39kΩ贴片电阻,串联作为泄放电阻,总耗散功率可1200mw

 

 

辅助绕组电路：

SC1933C具有自供电功能，其内置初级/次级旁路稳压器从漏极/VOUT节点吸收电流为芯片供电。因此实际上只需在BPP、BPS引脚处接入对地电容芯片即可正常工作。接入辅助绕组是可选的，主要用于降低静态功耗和跟踪次级绕组电压实现初级测输出过压保护(次级侧也有输出过压保护功能)。且SC1933C的准谐振(QR)工作模式并不依赖辅助绕组实现谷底检测。

辅助绕组电路中，D2对辅助绕组输出进行整流，由C3进行滤波，R5为限流电阻。R4、D3、D4共同组成初级测输出过压保护电路。在反激式变压器中，辅助绕组具有输出电压跟随功能，当次级输出过压时，辅助绕组输出电压会升高引起稳压二极管D4反向击穿，导致大量电流流入BPP引脚触发SC1933C过压保护功能并锁存关断。在实际调试中该部分电路并没有被实际焊接而是使用芯片自带的旁路稳压器为芯片供电。

 

 

3.2.4 次级电路设计

图3-4. 次级侧电路原理图

 

 

同步整流电路：

在反激开关电源中，通常使用二极管进行整流。而由于二极管存在压降，当通过电流较大时，会存在相当大的效率损失和热耗散。而如果将整流二极管替换成N沟道功率MOS管，并在次级绕组输出电压高于Vout时导通则能大大减小导通电阻进而提升效率减少发热，这种整流方式被称为同步整流。同步整流的实现根据驱动MOS管的方式可分为电压自驱动、电流自驱动和集成控制IC驱动三种。对于反激开关电源而言，电压自驱动的方式很难实现。而电流自驱动方式需要使用电流互感器，电路复杂，体积大功耗高。使用控制IC的方式会增加BOM成本。

而SC1933C集成了同步整流控制电路，只需要将整流二极管替换成MOS管并将其栅极连接至SC1933C的SR引脚即可直接驱动。在连续导通模式(CCM)下，整流MOS管就在次级侧向初级侧下达新开关周期请求指令之前关断。在非连续导通模式(DCM)下，整流MOS管会在起Uds降约低于阈值VSR(TH)时关断。初级功率开关的次级侧控制可避免两个开关可能发生的交越导通，提供极为可靠的同步整流工作。

在上图中，U4即为用于同步整流的MOS管，其栅极由SC1933C的SR引脚直接驱动。在实际工作中，U4会在反激周期开始后稍晚导通，在反激结束前稍早关断。在U4不导通的反激周期内，通过U4的体二极管和D6进行整流，相当于普通的二极管整流模式。

次级绕组的漏感和同步整流MOS管U4的寄生电容Coss之间的相互作用会在绕组的电压反向（由于初级开关导通）时电压波形出现振荡。C8和R9构成的RC缓冲器用于对其进行抑制。

 

次级反馈电路：

SC1933C的反馈电路非常简单，只需要对输出电压进行分压使得在目标工作状态下FB引脚电压为1.265V即可。

 

根据题目要求，输出电压为24V时分压比为1.265/24= 0.0527。在E-96标准阻值表中选择R10=19.1kΩ,R11=1.07kΩ

代入Vout = 1.265 * (R10 + R11) / R11计算得到理想输出电压为23.846V，精度误差为0.64%。

 

输出电压为5V时分压比为1.265/5= 0.253。在E-96标准阻值表中选择R10=30.1kΩ,R11=10.2kΩ

代入Vout = 1.265 * (R10 + R11) / R11计算得到理想输出电压为4.998V，精度误差为0.04%。

 

 

 

3.2.4 设计原理图

 

 

四、PCB设计与实物制作

 

4.2 变压器制作

以下是变压器制作过程的部分照片展示

图4-4. 变压器制作材料：磁芯、骨架、漆包线、铁氟龙套管、玛拉胶带、挡墙

 

 

图4-5. 贴挡墙

 

 

图4-6. 初级绕组

 

 

 

图4-7. 次级绕组

 

 

 

图4-8. 垫气隙

 

在反激开关电源中，变压器需要储存本周期传输的能量，为了防止出现磁饱和，通常需要在磁芯中设置气隙改变磁滞回线，增大饱和磁场强度进而增加单周期传输的能量。开气隙通常有磨气隙和垫气隙两种方式，其中垫气隙较为简单。

具体方法为：开路其他绕组，使用lcr电桥测量初级绕组电感，每次在磁芯之间贴一层薄胶带(图中红圈位置)，直至电感满足设计要求。

 

 

 

图4-9. 初级电感测试

根据工艺要求，将最终初级电感确定为960uH左右。由于设备限制，测试频率改为10kHz

 

 

图4-10. 漏感测试

 

将其他绕组短路，测试初级侧电感，得到漏感量约为11.4uH，即1.19%

 

 

 

4.3 实物制作

 

图4-11. 最终实物图

 

 

四、工作测试与指标测量

 

以下测试均在24V输出模式下完成，辅助绕组未接入电路

 

4.1 工作效果简述

经测试，本设计能够正常运行，当输入220V 50Hz交流电时能稳定输出约24V直流电路。其中，满载即输出1.5A时输出电压为最小值23.6V，空载时输出电压为最大值24.1V。均满足设计精度指标要求。在运行过程中会产生一定的人耳可听见的啸叫声且在0-24w范围内逐渐增大，但整体音量不大。当负载增大至24w后啸叫声突然减小至音量不明显。

 

4.2 满载测试

图4.1 满载效率测试

 

 

经测试，满负载下效率为35.42 / 38.18 = 92.8%，远超设计指标的88%。

 

 

4.3 纹波测试

待测试