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2021年B题-三相整流器-PowerOnP03队

1.2w

简介：本次大赛B题为三相整流电路，本方案采用三相整流电路级联Buck变换器，以STM32F407VET6单片机作为整流器和Buck变换器的控制器，实现三相AC-DC变换，国测测试现场整机效率可达95.9%

开源协议

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GPL 3.0

创建时间：2022-01-05 09:07:50更新时间：2022-01-19 12:09:19

描述

1.前言：本次大赛B题为三相整流电路，本方案采用三相整流电路级联Buck变换器，以STM32F407VET6单片机作为整流器和Buck变换器的控制器，实现三相AC-DC变换。整流控制器采用数字锁相环进行锁相，利用dq变换及PI控制算法控制整流器的电压幅值及相位稳定。该电路可以稳定工作在额定工况下，输出电压稳定，负载调整率和电压调整率均小于0.1%，国测测试现场整机效率可达95.9%，输入侧功率因数可达0.998，并且可在±0.70~1.00 范围内可调。同时系统具有过压过流保护和友好的人机交互功能。

2.团队介绍：我们团队有两名18级及一名20级队员，负责主电路的队长焊工精湛，擅长设计电感，选型电容，及整个电路板的布局及线路连接，负责程序及联调的程序员精通C语言，程序框架完善，熟悉STM32配置，能够快速码出高效代码，负责模块的硬件工擅长各个测量模块、辅助电源模块、驱动电路模块的制作，能够为团队提供可靠的模块电路。

3.项目分析：设计并制作图1所示的三相AC-DC变换电路，该电路的直流输出电压Uo应稳定在36V，直流输出电流Io额定值为2A。

1. 基本要求

（1）交流输入线电压Ui=28V，Io=2A时，Uo=36V±0.1V。

（2）当Ui=28V，Io在0.1A～2.0A范围内变化时，负载调整率SI ≤ 0.3%。

（3）当Io=2A，Ui在23V～33V范围内变化时，电压调整率SU ≤ 0.3%。

（4）在Ui=28V，Io=2A，Uo=36V条件下，AC-DC变换电路的效率η不低于85%。

2. 发挥部分（1）在Ui=28V，Io=2A，Uo=36V条件下，AC-DC变换电路输入侧功率因数不低于0.99。

（2）在Ui=28V，Io=2A，Uo=36V条件下，AC-DC变换电路的效率η不低于95%。

（3）三相AC-DC变换电路能根据数字设定自动调整功率因数，功率因数调整范围为0.90~1.00，误差绝对值不大于0.02。

（4）其他。

拿到题目，对比了一下B题与C题，选择了B题（随意选的），然后选定了三相PWM整流级联Buck电路方案，考虑到效率要求，采用了非隔离方案，利用dq变换进行整流电路的锁相及电压控制。

4.原理图电路分析：

系统包括三相整流器、Buck 变换电路、辅助电源电路、驱动电路、测量电路以及单片机控制电路和显示电路。本系统采用电压外环、电流内环的双环控制法进行闭环控制，可良好实现三相整流以及功率因数调节功能，输出稳定的直流电，辅助电源电路为驱动电路、测量电路、控制电路等供电，本系统利用PID 控制器进行电压电流双闭环。显示电路可提供良好的人机交互界面，并具备过流保护警
告功能。系统总框图如图所示。

该主电路采用三相整流电路，后级接入一个Buck 降压电路。系统主电路原理图如图所示。

开关管选型
开关管承受电压和导通电流为整流器输出电压和电流，分别为50V 和2A，开关管选取时应留有余量。同时为减小系统的损耗，需综合考虑开关管的开关损耗和通态损耗，最终选择英飞凌公司的IRF540NPbF，其最大耐压100V，可导通7.5A 电流，其导通电阻为44mΩ，输入电容为1960pF，输出电容为250pF。

滤波器参数设计
（1）输入交流侧电感参数计算
系统交流电感的取值不仅影响系统的动静态性能，还会对输入电流波形等其他因素产生影响。增大电感值可以抑制交流侧电流的谐波，但是会影响电流跟踪的快速性。所以合适的电感值应该满足两个条件。首先，应保证电流跟踪的快速性，其次，应保证电感电流的谐波大小在允许范围内。根据以上两个条件，可以计算出交流侧电感的取值范围表达式为：

其中直流侧输出电压Uo 为50V，开关管的开关频率fs 为48kHz。按照输入电流谐波畸变率2%计算电流纹波，Uipp 为交流侧电压峰峰值，Im 为输入电流基准电流峰值。将以上参数带入上式，可得电感值214uH≤L1≤568uH。选取交流侧电感L1=290uH，采用铁硅铝磁粉芯和2 股并绕的0.7mm 漆包线绕制电感。

（2）整流器输出测直流电容参数计算

直流电容上总是会重复着充放电的过程，为了使母线电压的脉动大小控制在一定范围内，直流侧电容取值不能太小。考虑母线电压的响应速度，直流电容取值也不能过大。直流侧电容参考取值范围如下：

其中，△Um*=0.01，为母线电压纹波率，RL=18Ω，是由整流器输出功率得到的等效电阻，输出直流电压从初值到额定电压的上升时间tr 取40ms。将以上参数带入上式，可得电容值1670μF

（3）输出直流侧电感参数计算
Buck 的直流输入电压为50V，设定输出电压为36V，经计算占空比D=0.72。Buck 电感计算公式如下：

其中占空比D=0.72，输出直流电压Uo=36V，电感电流Id=2A，电感电流纹波率rd=0.3，调制波频率fc=20kHz，将以上参数带入上式，可得电感值L2=605uH，实际中留取裕量，电感取值为980uH。采用铁硅铝磁粉芯和2 股并绕的0.7mm漆包线绕制电感。

5.PCB设计分析：电源线尽量宽，GND铺铜，电力电子方向没有高频信号，信号线注意一下就可以。

6.实物展示：

图中电路板上端为输入端，下端为输出端，图中左上角为按键键盘，用来设置功率因数，单片机作为主控制器完成对系统的控制，在前级输出母线处取电做辅助电源为测量模块、单片机及驱动模块供电。

实物图，整体体积小，且布局工整，使用灰排线及排针连接主电路及控制器，保证了接触的可靠性。

7.作品装配：主电路长宽约为30（cm）*30（cm），控制器约为10（cm）*10（cm），键盘约为7（cm）*12（cm）。

8.程序设计：本系统采用软件锁相环对电压信号进行锁相，采用电压外环控制、电流内环控制的控制思路，对系统进行闭环控制，从而使系统具备良好的功能，下图为本系统控制框图。

功率因数调整方法
三相电压Ua、Ub、Uc 经过坐标变换后得到直流分量Ud、Uq，当锁相成功时，Uq 值为0，若Uq 值存在误差，则将Ｕq 与参考值0 比较，再将产生的误差信号经过PI 调节器得到ωerr ，再通过与电网理论角频率相加，并经过积分器得到相位θ，该相位即为坐标变换所需要的三角函数相位值。最终可以实现整个锁相环的闭环控制。实现过程如图所示。

稳压控制方法

本系统采用电压外环、电流内环的控制方案。采样母线端电压Udc 与母线参考电压U*dc_ref 求偏差进行PI 闭环，得到Ia 参考电流I*d_ref，Ua,b,c 为ABC 三相的相电压，采样Ua,b,c，经过锁相环获得A 相基波角度。利用abc/dq 坐标变换模块，将三相电压与三相电流分别进行坐标变换得到Ud、Uq 电压分量和id、iq 电流分量。将id 电流分量与参考电流i *d_ref 进行PI 的所得值与Ud 分量计算获得指令调制电压U*d 将电流分量iq 与参考电流值i*q_erf 进行PI 的所得值与uq 分量计算获得调制电压U*q 将所得调制电压经过dq/αβ变换模块获得U*α，U*β，输入SVPWM 模块判断扇区位置，调制输出PWM 驱动信号，驱动开关管构建目标矢量。其中，双闭环控制策略框图如下。

9.部分程序解读

以下代码为控制中断中的代码，中断频率为20kHz，首先进行有效值计算用来计算输入电压有效值，做过压保护，然后利用ADC-DMA进行采样，得到输出电压、输入电压及输入电流，并进行dq变换，之后利用PID做控制器，并加入前馈从而实现稳压控制。红色字体为额外说明

time_count++;
sum_u_a+=adc_6ch.nowI1*adc_6ch.nowI1;
if(time_count==400)计算有效值
{
time_count=0;
I_a=sqrt(sum_u_a*0.0025f);//
sum_u_a=0;//
}
if(I_a>1.1f)对参考电压做修正
{
U_out.U_ref = 36.26f;
}
else
{
U_out.U_ref = 36.13f;
}

ADC_Process_6CH(); 获取采样值

U_out.U_now = adc_6ch.nowUo;

U_in.theta = theta;获取锁相环输出值
I_in.theta = theta;

U_in.sin_value = arm_sin_f32(U_in.theta);
U_in.cos_value = arm_cos_f32(U_in.theta);
I_in.sin_value = U_in.sin_value;
I_in.cos_value = U_in.cos_value;

U_in.ab = adc_6ch.nowU1;
U_in.bc = adc_6ch.nowU2;
U_in.ca = - adc_6ch.nowU2 - adc_6ch.nowU1;

//线电压转相电压
U_in.a = 0.3333333f * U_in.ab - 0.333333f * U_in.ca;
U_in.b = 0.3333333f * U_in.bc - 0.333333f * U_in.ab;
U_in.c = 0.3333333f * U_in.ca - 0.333333f * U_in.bc;

abc_to_dqz(U_in.a,U_in.b,U_in.c,U_in.theta,&U_in.d_now,&U_in.q_now,&U_in.z_now);得到电压dq值

I_in.a = - adc_6ch.nowI1;
I_in.b = - adc_6ch.nowI2;
I_in.c = adc_6ch.nowI1 +adc_6ch.nowI2;

abc_to_dqz(I_in.a,I_in.b,I_in.c,I_in.theta,&I_in.d_now,&I_in.q_now,&I_in.z_now);

U_in.d_now = 0.999f*U_in.d_last + 0.001f*U_in.d_now;
U_in.q_now = 0.999f*U_in.q_last + 0.001f*U_in.q_now;

U_in.d_last = U_in.d_now;
U_in.q_last = U_in.q_now;

//Set reference value
setPIDTarget(&PID_U, U_out.U_ref);进行pid闭环
I_in.d_ref = LocPIDCalc(&PID_U,U_out.U_now);
setPIDTarget(&PID_Id, I_in.d_ref);


setPIDTarget(&PID_Iq, I_in.q_ref);
//Perform PID calculation on D and Q, and output the duty cycle under rotating coordinates
I_in.d_duty = - LocPIDCalc(&PID_Id,I_in.d_now);
I_in.q_duty = - LocPIDCalc(&PID_Iq, I_in.q_now);

//Use feedforward to decouple dq and calculate the midpoint voltage of the board bridge
U_in.d_duty = I_in.d_duty + U_in.d_now + 314.15926f*inductance*0.000001f*I_in.q_now;//算出期待的半桥中点电压
U_in.q_duty = I_in.q_duty + U_in.q_now - 314.15926f*inductance*0.000001f*I_in.d_now;加入前馈

arm_sqrt_f32((U_in.d_duty*U_in.d_duty)+(U_in.q_duty*U_in.q_duty),&U_R);

if(sw.lastPWM_on != sw.PWM_on)对pid进行清零
{
sw.lastPWM_on = sw.PWM_on;
PIDClear(&PID_Id);
PIDClear(&PID_Iq);
PIDClear(&PID_U);
}

if(PLL_Locked == 1&& sw.PWM_on == 1)
TIM_CtrlPWMOutputs(TIM1,ENABLE);
else
TIM_CtrlPWMOutputs(TIM1,DISABLE);

if(lastpll != PLL_Locked || sw.PWM_on == 0)对pid进行清零
{
lastpll = PLL_Locked;
PIDClear(&PID_Id);
PIDClear(&PID_Iq);
PIDClear(&PID_U);
}
if(U_out.U_now>40.f||I_a>3.f)//
protect_sta=0;

if(duty<2000)
SVPWMmodulation(U_R,U_out.U_now/0.85f,theta+atanf(U_in.q_duty/U_in.d_duty));采用SVPWM调制
else if(duty>2000)
SVPWMmodulation(U_R,U_out.U_now/0.72f,theta+atanf(U_in.q_duty/U_in.d_duty));

if(U_in.d_now<24.3f && U_in.d_now>22.5f)
duty = 1260;
else duty = 2352;

if(lock == 1 )
duty = 2352;

TIM_SetCompare2(TIM8,duty);
TIM_ClearITPendingBit(TIM1,TIM_IT_Update);